摘要：针对传统推挽式逆变器在高压和高功率隔离反馈的不足，提出了一种基于NSI1311的推挽式逆变器隔离升压设计方案。NSI1311作为高性能隔离放大器，利用其优异的隔离性能和高输入阻抗，显著提高了逆变器的电气隔离效果和反馈精度。基于设计要求选出合理的磁芯结构并精确计算了变压器的磁芯参数和线圈匝数，以优化电压升压和能量转换。在全桥逆变设计中，采用单极性SPWM调制技术和LLC型滤波结构，有效降低了开关损耗和输出阻抗，改善了交流输出的波形质量。稳定的DC 316 V和AC 220 V表明，基于NSI1311的设计在反馈调节速度、系统稳定性优于传统光耦隔离反馈方案。此外，该设计还降低了系统成本并减小了变压器体积。研究表明，NSI1311隔离反馈方案为高压高功率逆变器应用的隔离反馈提供了有效的解决方案和技术参考。关键词：推挽式升压；NSI1311；隔离反馈；SPWM调制；全桥逆变；LLC型滤波

　　0引言

　　随着电力电子技术的飞速发展，逆变器作为电能转换与控制的核心设备，在新能源发电、工业控制及电力传输等领域扮演着至关重要的角色。特别是在太阳能、风能等可再生能源系统中，逆变器的效率、稳定性及安全性直接关系到整个系统的运行效果[1]。推挽式逆变器，以其结构简单、控制灵活的优势，在分布式发电系统中得到了广泛应用[2]。然而，传统推挽式逆变器在高压、高功率应用场合的隔离反馈中，常面临电气隔离不足、效率提升受限等问题，限制了其进一步的发展与应用[3]。

　　国内外针对推挽式升压隔离反馈做了大量研究，文献[4]针对电池供电的系统，利用电流反馈，而单级变换器往往难以优化隔离变换器设计，导致整体变换效率偏低。文献[5]针对高频低压环境，设计了推挽式升压隔离反馈且占空比可调。上述文献虽在低压隔离反馈有所设计，而对高压推挽式升压的隔离反馈未提及，因而，推挽式升压在高压环境下的隔离反馈存在一定问题。

　　本文聚焦于基于NSI1311的推挽式逆变器隔离升压设计，旨在通过集成NSI1311这一高性能隔离放大器，实现逆变器性能的提升。NSI1311，作为一款基于NO⁃VOSENSE电容隔离技术的创新产品，不仅具备高输入阻抗、低失调与增益漂移等优异特性，更关键的是其提供的模拟差分信号输出能力。这一特性使得NSI1311在信号传输过程中能够有效抑制共模干扰，提升信号的抗干扰性和稳定性，从而为逆变器输出控制提供有力支持。

　　1推挽式升压设计

　　推挽式升压设计作为一种先进的电力电子变换技术，其核心目标在于实现电压的高效提升，广泛应用于电力传输、分布式能源系统以及高电压需求的电子设备中。该设计依托于两个互补工作的功率开关元件，通过精确控制其交替导通与关断周期，在负载端构建出高于输入电压的直流或交流输出[6]。此过程本质上是一种时间上的能量累积与瞬时释放策略，通过高频开关操作实现了能量的高效转换与电压的灵活调节。

　　1.1变压器设计

　　变压器设计是推挽式升压设计中的关键一环，现基于额定直流输入电压为24 V，输入范围为20~30 V，输出电压为316 V，最大输出功率Po=1 000 W，推挽升压工作频率为50 kHz等确定原副线圈匝数比和原副线圈线径等来实现电压变化[7-8]。

　　1.1.1磁芯

　　锰锌铁氧体（MnZn）和镍锌铁氧体（NiZn）是两种常见的铁氧体材料。推挽式升压变压器磁芯综合考虑高饱和磁感应强度、高工作频率和低损耗等特性，其中就磁芯损耗分析，磁芯损耗主要包括涡流损耗Pe和磁滞损耗Ph，磁芯总损耗表示为：

       

　　式中：ke为涡流系数；Bmax为磁通密度峰值；f为变压器工作频率；V为磁芯体积；kh为磁滞系数；β为磁滞系数指数[9]。

　　在50 kHz工作下EE65B锰锌铁氧体磁芯具有较低的磁损耗，且可保留1.5倍的安全裕量，更加适合于推挽式升压器设计。其磁芯有效截面积Ae=525mm2，磁芯窗口面积Aw=563.5 mm2，且取磁通密度为0.16 T。

　　1.1.2初级、次级线圈匝数及线径

　　确定磁芯及其形状后，由输入输出并设置最大磁芯密度Bmax=0.16 T，则单位时间内磁通量变化为ΔB=0.32 T，设置占空比D=0.47，则初级线圈匝数Np与次级线圈匝数Ns之比等于输入电压Uin与输出电压Uout之比，即：

       

　　且磁通密度公式为：

       

　　计算可得，线圈匝数为整数故取初级线圈匝数为Np=3，那么次级线圈匝数NS=考虑到变压器以及器件的传输损耗，取次级线圈匝数为Ns=42[10]。

　　线圈匝数确定之后，根据变压器的初级和次级输入电流进行绕组导体线径计算，初级侧的额定最大额定电流IMax1和次级侧最大额定电流IMax2分别为：

      

　　式中：Uout为次级侧输出额定电压，带入额定功率1 000 W，计算出IMax1≈41.67 A，IMax2≈3.21 A。为防止次级端，整流造成的电流反冲，次级绕组需留1.5倍的安全裕量。

　　线径通过额定最大电流和电流密度J（7×106 A/m2）来计算：

       

　　式中：S 1为初级绕组导体线径；S2为次级绕组导体线径，并考虑一定余量，因此可以选用0.2 mm×0.35 mm的铜带为次级绕组导体，选用直径为1 mm的铜线为初级绕组导体[11]。

　　1.2推挽式升压主回路设计

　　推挽式升压主回路包括推挽式升压设计和整流电路设计，其整体电路结构如图1所示。设计中考虑到磁通不平衡状态以及MOS管响应速度，并保留足够的电压电流余量，MOSFET管选用NCEP02T10功率NMOS。使用整流桥实现对变压器升压输出电压电流的修整，变压器升压而来的电压纹波较多和稳定性较差，通过整流电路来提升电能质量，全桥整流由4个功率二极管组成，通过电解电容进行滤波，保证输出的电能质量更高。

　　2 NSI1311隔离反馈设计

　　逆变器升压过程要维持316 V输出电压稳定，则需对316 V输出电压进行反馈调节，以保证为逆变模块可提供稳定的输入电压，确保生成稳定220 V交流电。常用的方式就是直接通过电阻降压的方式将输出电压接入电压采集调节模块或通过双绕组方式利用光耦隔离反馈进行电压隔离，然而这两种反馈方式稳定性低、安全性差等问题。本文采用NSI1311隔离设计对高压侧进行隔离，并按一定比例扩大，确保输出信号失真小，提升采集精度，并提升设备以及人员的安全性，下面将从以下几个方面介绍NSI1311隔离设计。

　　2.1高压侧采集

　　对DC 316 V电压采集时，通过电阻对DC 316 V降压限流使得输入到NSI1311的电压值在其线性电压区并保证输入电流限制于10 mA，其高压侧采集电路如图2所示。另外由于电阻在生产过程中会产生一定精度误差，因此使用电位器进行整体阻值调整，以此实现采样点电压的精准调节。

　　2.2 NSI1311隔离主电路

　　推挽式升压输出电压经过限流电阻，输入于NSI1311中，其隔离电压反馈如图3所示。

　　NSI1311通过电容隔离技术并依赖于电容耦合的方式进行信号的隔离和传输，将反馈信号通过电容从一个电压域传输到另一个电压域，而不需要物理接触。利用电容隔离技术有效地隔离了反馈信号并阻断直流和有害交流电流，显著提高了信号的隔离效果和反馈精度[12]。

　　NSI1311的单端输入信号VIN范围为0.1~2 V，两个差分输出信号固定增益为1，即输出信号OUTP与OUTN的电压幅值差与输入电压相等，不进行放大和缩小。如图4所示为NSI1311输出信号大致过程。其中二阶Σ-Δ调制技术能很好地将噪声整形搬移到高频段，再利用4阶低通滤波器就能几乎不失真还原出输入信号[13]。

　　NSI1311的输入阻抗高达1 GΩ,NSI1311的高输入阻抗使其非常适合连接高压电阻分压器或其他具有高输出电阻的电压信号源。

　　2.3低压侧输出设计

　　输入电压通过NSI1311隔离芯片隔离后，由其引脚6、7输出差分信号，将反馈信号输入给SG3525以实现电压调节的功能。而SG3525的电压调节不能直接使用差分信号作为输入，因此需通过LM358搭设差分运算电路将差分信号进行整合放大，再输入到SG3525中，其电路如图5所示。

　　取合适的反馈电阻Rref为1.43 kΩ以及正相输入电阻R IN+为1 kΩ,并将差分输出信号OUTP与OUTN取差值，代入公式得到扩大为1.43倍为INV信号，使得电压调节带宽在适度范围。

　　2.4电压反馈设计

　　经LM358差分运算放大电路放大的INV信号传输给SG3525电压反馈电路如图6所示。为了提高NSI1311电压反馈调节性能，且SG3525的引脚外的电阻和电容决定PWM1与PWM2振荡频率，分别记为定时电容CCT、定时电阻RCT和放电电阻RRT，则PWM振荡频率f以及PWM死区时间T[14]为：

　　通过调节合适的CCT、RCT和RRT，且分别设置CCT为10 nF，RCT为2.8 kΩ和RRT为40Ω,计算得出PWM的振荡频率为50 kHz左右，PWM1与PWM2间死区时间T为1.200μs，如此减小了输出电压的跌落并缩短响应时间[15]。

　　3全桥逆变设计

　　3.1 SPWM逆变驱动调制

　　SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation）是指正弦脉冲宽度调制，被广泛应用于逆变器的控制。SPWM是通过幅值相等的脉冲序列等效正弦波，实现输出为高的脉冲时间宽度呈正弦规律变化[16]，SPWM调制的主要优点是可以得到与输入波形相似的输出波形，而且输出波形可以近似认为是正弦波，利用SPWM进行逆变有利于减弱谐波等不利因素的产生[17]。此外，因SPWM脉冲宽度可调节，将其应用于逆变桥驱动可便捷地调节输出电压的大小和频率。图7所示为单极性SPWM波生成的大致过程。

　　利用单极性SPWM调制全桥逆变中的IGBT只需在单一方向上导通，开关管的切换次数减少，一方面降低了开关损耗，提高了效率；一方面又有助于降低逆变器产生的电磁干扰，提高了系统的可靠性，故本设计直接采用单极性SPWM调制驱动[18]。

　　3.2全桥逆变

　　在NSI1311隔离反馈调节下生成较为稳定的直流316 V电压，经全桥逆变方式，其是一种H桥逆变器拓扑，使用4个NCE15TD60B开关IGBT元件、4个续流二极管和若干电阻来实现直流到交流的转换，具体全桥逆变电路如图8所示。半桥逆变结构简单，使用一组逆变桥臂则电流只通过一组逆变桥臂，对IGBT冲击大；而使用全桥逆变则每组逆变桥臂分摊一半电流，减缓了大电流冲击[19]。

　　滤波器主要是由电感、电容组成的电路结构，基本原理是通过电感和电容的不同组合构造特定的阻抗特性和能量消耗来实现消去多次谐波、特定频率波形筛选和平滑波形，故经滤波后生成稳定的AC 220 V。考虑到逆变器可能工作于非线性负载下，全桥逆变末端采用LLC型滤波结构，使用该滤波结构对于全桥逆变电路可实现输出阻抗平衡，有利于提升逆变器稳定性[20]。

　　4实验结果与分析

　　4.1 PWM反馈调节

　　为验证基于NSI1311的推挽式升压逆变隔离反馈的有效性，搭建了基于NSI1311的推挽式升压逆变器以及基于光耦隔离反馈的推挽式升压逆变器，光耦隔离反馈调节电路如图9所示。TL431阴极输入电压范围为2.5-30 V[21]，故如图所示光耦隔离反馈变压器次级需用双绕组方式，用小绕组方式单独为TL431进行小电源供电，且通过电阻降压方式接入光耦。

　　搭建基于NSI1311隔离反馈的推挽式升压逆变电路和基于光耦隔离反馈推挽式升压逆变电路，采集两者SG3525产生的互补50 kHz左右的PWM波形及其死区时间，如图10~12所示。

　　两种反馈方式所生成的PWM波基本满足设计要求，可见所设计的工作频率和死区时间等不受隔离反馈影响，且光耦隔离反馈方式不适合于高压环境，但是通过电阻降压等方式仍可使用，但二次绕组加大了变压器面积且光耦安全稳定性在接入高电压后较差。且50 kHz的PWM波调节保证了隔离反馈调节的响应速度，合理的死区时间1.200μs保证了系统整体稳定性。

　　4.2推挽式升压

　　利用万用表对NSI1311隔离反馈的推挽式升压结果如图13所示，对系统保持30 min的供电，升压结果总体稳定于316 V，达到了设计预期，进一步证实了NSI1311隔离反馈保证了推挽式升压的稳定性。

　　而基于光耦隔离反馈方式，电压不稳定，无法采集稳定推挽式升压。

　　4.3逆变波形

　　对两电路逆变输出信号进行采集，如图14和图15所示。由图可知只有利用NSI1311隔离反馈升压逆变生成的AC 220 V较为平稳且频率接近50 Hz，光耦隔离反馈方式频率与电压均较NSI1311隔离反馈方式性能较差。

　　综上可知，在推挽式升压逆变中，NSI1311隔离反馈方式在相同的外部条件下，较直接通过光耦隔离反馈方式其反馈调节快、稳定性好、安全性高且能减小变压器体积并节省相应成本。

　　5结束语

　　本文探讨了基于NSI1311的推挽式逆变器隔离升压设计，以解决传统推挽式逆变器在高压、高功率应用中的隔离反馈的不足。研究通过NSI1311高性能隔离放大器，显著提升了逆变器的性能，确保在新能源发电、工业控制和电力传输等领域的应用。实验结果显示，采用NSI1311隔离反馈设计的逆变器在反馈调节速度、稳定性和安全性方面具有显著优势，相较于传统的光耦隔离反馈方式，不仅提高了反馈精度，还减小了变压器体积，降低了成本。

　　在整个设计过程中通过单极性SPWM调制技术和LLC型滤波结构的应用，成功实现了直流电压到稳定交流220 V电压的高效转换。这一设计方案展现出在高压高功率逆变器领域的广阔应用前景，为进一步提升逆变器的效率和可靠性提供了新思路和技术路径。

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