摘要：新能源电动汽车中的电子设备越来越多，其功率等级也在大幅增加，这些均提出了对车载供电电源性能更严苛的要求，现代的新能源汽车车载电源需要满足低电压与大电流，高功率密度、体积及较高的动静态等要求，基于上述车载供电电源的严苛要求，设计了一种可用于纯电动车的车载开关电源并联系统，拓扑方式为降压斩波双Buck并联电路，详细地介绍了各关键元器件的参数选择方法，控制模式采用双环控制模式，同时还详细介绍了电流环与电压环设计流程。为了加速系统响应速度，减小偏差，提高系统的稳定性与准确性，采用了前馈控制，最后基于电力电子与电源专业仿真软件PSIM2021a软件构建了电源系统的仿真模型，对所搭建的降压斩波双Buck电路并联供电系统进行了仿真验证。仿真结果表明，所设计的基于Buck电路的开关电源供电系统其动静态特性良好，抗干扰能力较强，达到了设计要求。

　　关键词：开关电源；Buck；并联；仿真；PSIM

　　0引言

　　在国家政策的大力推动下，新能源电动汽车行业发展迅猛。新能源汽车的电子设备种类的增多，功率等级的增加，提出了对汽车供电电源性能更严苛的要求，现代的新能源汽车车载电源需要满足低电压与大电流，高功率密度、体积及较高的动静态等要求[1]。

　　在车载电源变换器中，Buck变换器是一种常用到的DC-DC转换器，通过高频开关的开通与关闭将直流电源转变为所需要的各种等级直流电压。它是一种常用的降压型变换器，该变换器输出电压平均值总是小于输入电压。直流电压本来应该是一个固定的值，但是很多时候由于电感、电容滤波不彻底，就会有剩余的交流成分，因而会产生纹波电压。纹波的危害非

　　常大，容易在设备中产生不期望的谐波，从而降低了电源的效率。较强的纹波会产生浪涌电压或电流，导致烧毁用电设备；干扰数字电路的逻辑关系，影响其正常工作；带来噪声干扰，使图像设备、音响设备不能正常工作。消除纹波的方式有很多，例如，在输出端根据实际情况使用较大容量的滤波电容和电感，或采用多级LC滤波电路，都可以有效地降低纹波电压。但这无疑增大了设备体积，增加了设备成本。

　　要减少输出电压纹波，可以增大开关频率，或增大电感与滤波电容，然而一味增大电感与滤波电容无疑会增大系统体积，增加成本。同时，单方面完全靠提高开关的工作频率会导致开关由于工作在频率极限使得系统工作不稳定。随着现代电力电子技术的发展，为满足车载电源的高性能要求，在车载开关电源设计的过程中，通常采用并联多个功率电路单元的方法来获得更大的电流，从而满足大功率的要求，同时可以减小输出电流与输出电压纹波，同时也减小了功率开关管与二极管的电应力及开关管的损耗。对于车载开关供电电源，通常采用交错式并联Buck电路[2]。可以在不使开关工作在频率极限的情况下，提高系统的工作频率，从而有效地减少纹波。

　　本文基于交错式并联Buck电路设计一款输出电压5 V，功率25 W的车载供电电源，详细介绍了电路关键元器件的参数设计与选择过程，控制方式上采用双环控制模式，详细说明了电流内环与电压外环设计流程。同时为了加快供电电源系统的响应速度与减小偏差，提高系统的稳定性与准确性；采用了前馈控制，最后基于专用电力电子仿真软件PSIM搭建了电源系统的仿真模型，对所构建的开关电源并联供电系统进行了仿真验证。仿真结果表明，所设计的基于并联式Buck电路的开关电源供电系统的动静态特性良好，抗干扰能力强，达到了目标设计要求。

　　1双Buck并联式电路结构

　　如图1所示为基于并联式Buck电路的车载供电电源的原理图[3-6]，系统由两套(或多套)并联的开关构成，每套独立工作。负载电流由两个并联关系的Buck电路共同提供，相当于两个独立的电流源并联向负载供电。通过分别控制两个Buck电路中MOSFET开关管的通断，可以实现车载电源的相关性能指标。因主电路由两个相同的Buck电路并联构成，所以两个开关管可以采用同一个双闭环回路进行控制。两个Buck电路的输出电流满足一定的比例关系，考虑到电流内环的存在，只需设置两个Buck电路的电流给定值满足相应的比例关系即可。本次设计中要求两个Buck电路的输出电流比为3∶2。

　　下面分析两单元交错型Buck型电路系统的工作原理。在一个开关周期T，开关脉冲输出脉冲波形函数可表示为：

　　y=x(t)[τ(t)-τ(t-D)]

　　式中：D为输出，脉冲宽度。

　　τ(t)={

　　因此，假设在开关第二次导通的间隙，插入同样的开关，当此开关导通时，此时负载上获得的脉冲个数加倍，若开关自恢复时间允许，理论上可以插入相当数量的脉冲，负载上脉冲串的数量与开关数量存在线性叠加的关系[7-9]。

　　采用这种线性叠加的原理可以获得高重频脉冲，以两个开关电路为例进行分析。其工作原理是单个开关A、B分时等间隔开启与关断，在负载上得到了具有一定频率的连续的脉冲串，该连续脉冲串的周期与单次脉冲的周期相等，即为T。因

　　此由式(1)可知，开关A、B输出脉冲波形函数分别为：

　　yA=xA(t)[τ(t)-τ(t-D)]

　　yB=xB(t)[τ(t)-τ(t-D)](3)

　　设两个开关单次等间隔Δt时间输出时，由于单次开关在不同时刻输出脉冲并且每个开关相互独立工作，故对于负载，在脉冲功率源输出一个周期T内得到的输出波形(为不失一般

　　性，假设单次开关A、B依次导通)可表示为：

　　y(t)=yA+yB=xA(t)[τ(t)-τ(t-D)]+

　　xA(t-Δt)[τ(t-Δt)-τ(t-D-Δt)](4)

　　由于开关A、B是独立性的系统，因此当Δt>D时，通过单次开关线性叠加的方法来实现高重频脉冲串输出不会产生重叠部分。当然，脉冲间隙必须大于开关的恢复时间[10]。由以上推论，可得交错并联Buck电路输出频率为传统Buck电路的2倍。

　　2闭环控制器设计

　　本次设计要求双Buck并联电路的输出电压为(5.0±0.4)V，且两个并联式的Buck电路的输出电流之比可以调节，因此需设计闭环控制器实现上述要求，控制目标应为电压和电流。双Buck电路闭环控制器的结构如图2所示，输入电压为Uin，输出电压为Uo，其大小由开关管的导通时间所决定。采用由一个三角载波与一个常数比较后获得的PWM波作为开关管的驱动信号，通过控制常数即可改变占空比，从而改变输出。闭环控制器采用双闭环结构：外环为电压环，用以调整输出电压使之跟随给定；内环为电流环，用以使电流的输出快速跟随输入[11-13]。

　　2.1电流控制器设计

　　由图3易得：

　　dIL ton L dt=Ui-Uo=T Ui-Uo i-Uo(5)

　　式中：ton为一个关周期内开关管的导通时间；T为开关周期：Ton/T为导通占空比；ur为常数调制波的幅值；uc为三角载波的幅值。根据上式可绘制为了准确控制电流，应采用PI控制器结合前馈控制器，电流控制结构框图如图3所示。

　　根据框图得其开环传递函数为：

　　Gi(s)=(6)

　　电流内环的截止频率选为开关率做5%，即1 000 Hz，KPWM=24。可以选择PI控制器的转折频率为100 Hz，经计算可得Kip=0.5、Kii=350。

　　2.2电压控制器设计

　　由图3可得：dUoC dt=IL-Io(7)

　　电流回路的带宽至少为电压回路带宽的4倍，即电压的截止频率为250 Hz，则在分析电压回路时电流回路的传递函数增益可视为1。同时为了抵消负载电流对电压回路的扰动，将负载电流加入电流回路的输入端。电压环结构如图4所示。综合上述两个控制回路，可设计图5所示双闭环PWM控制回路。

　　3仿真及结果分析

　　PSIM是目前工业界最快的电力电子与电源仿真软件，具有在短时间内仿真大型复杂的功率变换器和控制系统的能力。除此之外，PSIM的仿真引擎非常稳定，不会出现其他仿真软件如Saber，Simetrix所遇到的收敛问题。PSIM将SPIM引擎和SPICE引擎集成在同一环境中，同时具备SPICE级别仿真功能，如可以精确地仿真功率开关的瞬变等复杂情况。为了验证上述理论分析和设计，在PSIM2021中搭建了各模块的模型，如图6所示。仿真用的参数：输入电压Vin=(24±2)V，输出电压Vo=5 V，额定功率P=5 W，电感L=5 mH，电容C=100µF，电流分配比K=3∶2，开关频率f=20 kHz。

　　3.1电源静态带载仿真

　　仿真时间t=0.1 s时，输出电压与两路电感电流波形如图7所示，其中，横坐标为时间，单位为s；纵坐标单位为电流，单位为A。利用软件测量功能，可以看出，系统输出电压达到设定值，两路电感电流值与电流设计的分配比保持一致，证明系统静态特性良好[13-15]。

　　3.2电源动态带载仿真

　　设置负载电阻在0.2 s时切换为原来的一半，输出电压与两路电感电流如图8(a)所示，其中，横坐标为时间，单位为s；纵坐标单位为电流，单位为A。从图中所示，系统响应迅速。动态特性良好。设置输入电源在0.2 s时切换为22 V，在0.3 s时切换为26 V，输出电压与两路电感电流如图8(b)所示，从图中所示，系统响应迅速。动态特性良好[16-19]。

　　4结束语

　　本文设计了一款车载开关电源并联系统，介绍了各关键元器件的参数选择方法，采用双环控制模式，采用了比例-积分(PI)结合前馈控制器算法，详细介绍了电流环与电压环设计流程，最后采用PSIM进行了仿真验证，仿真结果表明，所设计的系统动静态特性良好，达到了设计要求。为进一步的硬件与软件设计打下了良好的基础。

　　本文的分析与仿真均是在理想状态下，忽略了开关器件中关键寄生参数对输出电压的影响，也仅针对系统在定开关频率的影响展开了分析，下一步可以研究可面向开关器件高频寄生参数对各个性能指标的影响进行分析。对系统电路做出更全面的分析。

　　参考文献：

　　[1]张伟,葛飞,邓孝祥.交错Buck并联均流技术的研究[J].黑龙江电力,2020,42(5):410-415.

　　[2]苗靖雯.高电压增益低电流纹波DC/DC变换技术研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学,2018.

　　[3]张菲菲.交错并联Buck变换器研究[D].大庆:东北石油大学,2015.

　　[4]杜立天,宛野,槐博超.新型矿卡电气系统磁集成双向DC/DC变换器研究[J].船电技术,2020,40(7):35-41.

　　[5]YANG Fei,TAYLORAR,BAI H,et al.Using d-q transformation to vary the switching frequency for interior permanent magnet syn⁃chronous motor drive systems[J].IEEE Transactions on Transpor⁃

　　[6]魏泰鸣,杨毅.一种高效率低纹波的Buck电路改进方案[J].价值工程,2018,37(22):176-178.

　　[7]杨文强,邢小文,王思晗.大功率制氢变换器拓扑结构及其控制策略硏究[J].电力电子技术,2020,54(12):5-8.

　　[8]贾月彭,李陆军,崔景安,等.带耦合电感的交错并联断续Buck变换器研究[J].通信电源技术,2017,34(3):4-8.

　　[9]张德超,杨艳,朱智富.多相交错双向Buck-Boost变换器的研究[J].实验技术与管理,2020,28(9):32-36.

　　[10]苏冰,王玉斌,王璠,等.基于耦合电感的多相交错并联双向DC_DC变换器及其均流控制[J].电工技术学报,2020,35(20):4336-4349.

　　[11]黄亮.基于微分平坦理论的两相交错并联Buck[J].电测与仪表,2020,57(18):24-28.

　　[12]王议锋,崔玉璐,马小勇.一种交错并联双Buck全桥型双向并网逆变器[J].电工技术学报,2019,34(21):4529-4539.

　　[13]龚坤珊,李赓,戴钱坤.一种无源无损吸收的交错并联BUCK电路[J].电力电子技术,2021,55(6):81-83.

　　[14]苏冰,王玉斌,王璠,等.基于耦合电感的多相交错并联双向DC-DC变换器及其均流控制[J].电工技术学报,2020,35(20):4336-4349.

　　[15]张伟,葛飞,邓孝祥.交错Buck并联均流技术的研究[J].黑龙江电力,2020,42(5):410-415.

　　[16]杨玉岗,李涛,冯本成.交错并联磁集成双向DC/DC变换器的设计准则[J].中国电机工程学报,2012,32(30):37-45.

　　[17]胡雪峰,戴国瑞,龚春英,等.一种高增益低开关应力改进交错型Boost变换器[J].电工技术学报,2014,29(12):80-87.

　　[18]张欣欣,张东青,王哲,等.一种满足低纹波大电流的改进型Buck电路[J].通信电源技术.2020,37(5):5-8.

　　[19]杨子航,徐卫林,韦雪明.一种适用于大电流DC-DC高精度电流采样电路[J].桂林电子科技大学学报,2019,39(1):17-21.