摘要：设计了一种非隔离型推挽式变压器DC-DC升压方式，给出了推挽式升压主要电路模块参数的设计方法，其中包括尖峰吸收电路、MOS管外围电路、变压器以及整流桥。通过3525驱动板实现变压器输出电压非隔离反馈调节与MOS管驱动。通过设计发现在推挽式升压中：RC尖峰吸收电路，RC参数值与电路寄生电容电感、MOS管结电容以及电路整体谐振有关，并当电阻值固定时，电容越大尖峰吸收效果越好；MOS管需用NPN型，并考虑输入信号的阻抗平衡以及NMOS的安全与性能；变压器设计中需注意磁通不平衡和磁饱和引起的变压器短路，磁通不平衡可通过调节MOS管驱动信号使MOS管导通时间基本一致实现，磁饱和可通过对磁心开气隙使磁心磁饱和强度增加的方式进行调节；整流桥设计要点是考虑能量转化效率以及器件耐电压耐电流的值。通过3525驱动板的1、2以及9引脚和电阻电容实现非隔离电压采集，成本更低，并设计简单，稳定性强。

　　关键词：推挽式，变压器，DC-DC，3525驱动板，非隔离型

　　0引言

　　随着全球工业化的进程日益加快，各种工业生产活动日益频繁，使得全球电能消耗日益增加。传统化石能源在进行电能转化时，通常会排出各种有毒有害气体以及温室气体导致全球变暖[1-3]。为了应对枯竭的化石能源以及其发电时产生的问题，太阳能、风能以及地热能等新型可再生能源被越来越多的应用到发电领域[4]。而太阳能、风能以及地热能所发出的电能往往不能直接用于工业产出以及日常生活，而对于家用电器或者工业用电，常用的是220 V或者380 V,因此需要变压器结合逆变器进行电能变换，满足相应需求[5-6]。

　　为了使输出电压能够达到家用电器的220 V和工业用电的380 V,通常需要一个中间电路，如DC-DC转换器来提高电压，这就是变压器的作用[7-9]。在DC-DC转化中高效的电压调节、高可靠性以及能源转化率至关重要，电压调节通过采集变压器输出电压进行反馈调节实现，可靠性是综合性指标，变压器需具备稳定的输出电压且具备相应的保护电路，以此在升压异常时及时介入保证安全性，能源转化率不仅仅与电路拓扑本身相关，还与PCB布局布线有很大关系[10-11]。本文根据变压器的升压特点，设计了一种非隔离型的时实电压反馈调节的推挽式变压器升压方式，设计简单，稳定性强。

　　1推挽式逆变器升压设计

　　大功率升压方式有4种，分别是半桥式、全桥式、反激式和推挽式[12]。在这4种升压结构中，半桥式的优点是变压器能够进行双向励磁，使得磁心利用增加，缺点是当原边侧的开关管关断后，结电容与变压器漏感会产生谐振，造成电能浪费，增加无功功率；全桥式的优点也是能够双向励磁，磁心利用率高，与半桥式比其适用的功率更大，常用于大功率逆变器中，缺点也很明显，增加两路开关管成本增加，上下开关管同时导通时，会导致电路短路；反激式优点使用一个开关管就能实现升压，成本更低，其只能实现单向励磁，磁心利用率低，更适用于小功率升压时使用；推挽式的优点能够双向励磁的同时，还能满足大电流的输入需求，非常适合进行大功率逆变器设计使用，由于使用升压初级适用的双绕组，存在磁不平衡问题。本文是一种大功率逆变器升压设计，综合考虑使用推挽式升压电路拓扑结构进行升压设计。设计的逆变器升压模块主要参数如表1所示。

　　推挽式升压主电路如图1所示。升压模块有尖峰吸收电路、NMOS升压电路、变压器以及全桥整流组成。

　　1.1尖峰吸收电路参数计算

　　尖峰电压是升压电路中常见的问题，是由开关管关断的瞬间，电路中的寄生电容电感以及变压器漏感导致，在电路中尖峰电压会使得开关管承受更大的电压应力，极端情况下会直接击穿开关管使得电路短路，在升压设计中常常使用吸收电路对尖峰电压进行抑制，保证电路的安全性。本文采用RC吸收电路对电压尖峰进行抑制，图1中C1、R1以及R2组成尖峰吸收电路对NMOS管Q1、Q2进行保护，同理C2、R3以及R4也是尖峰吸收电路，实现对NMOS管Q3、Q4的保护。在RC尖峰吸收电路中，RC参数值大小，决定了尖峰吸收的效果，在升压设计时需对RC电路参数进行计算。在进行参数计算时，RC吸收等效为如图2所示[13]。

　　图2中Uds是开关管关断时电压，C s为NMOS的结电容，Le为电路谐振时的等效电感，Cstr与Rstr分别为RC吸收电路的电容和电阻，Lb为电路寄生电感，R e为支撑电容器的寄生电阻。由于Lb和Cs的存在，整个电路会产生LC谐振，谐振频率的计算公式如下[13-15]:

　　式中：fi是由电路整体电感电容引起的谐振。

　　吸收电路可比做一个二阶系统，系统响应的阻尼系数为：

　　式中电阻的典型阻尼电阻值，此电阻会随(吸收电阻的变化而变化，使得阻尼系数也随之变化，在确定初始值时可考虑临界阻尼状态，使阻尼系数δ=1,可得：

　　和支撑电容器的寄生电阻Re相(3比）Cstr与Rstr而言，其值基本忽略不计，因此吸收电路的电阻值Rstr约等于Ri。

　　在电路中增加RC电路之后，需预防电路本身出现谐振，根据式(1)~(3)可以得出电路谐振参数需满足：

　　式中：Ce为电路等效振荡电容。根据式(3)计算出Rstr,代入式(4)中，就可以就算出等效振荡电容值Ce,而Cstr=Ce-C s。

　　其中fi可通过实验或者仿真测量得出，C s主要源于开关管的本生，本文选用的MOS型号为NCEP02T10,其C s=4 200 pF,通过仿真测得fi=351 kHz,通过计算可得Rstr=54Ω,Cstr=4.2 nF,当吸收电阻相同时，吸收电容越大，尖峰吸收能力越好，在实际设计中电阻选取50Ω、电容选取10 nF,考虑到电路电流较大的因数，使用电阻并联的方式进行分流，因此最终电路C1、C2的取值为10 nF,电阻R1、R2、R3以及R4的值为100Ω。

　　1.2 MOS选型与设计

　　由于推挽式升压拓扑结构进行升压时，存在磁通不平衡的状态，原因是由于开关管存储时间不一致导致初级两半绕组蓄能时间不一致导致，在进行MOS选型时，需要考虑电流电压因数，还需考虑其导通和关断时间延迟。MOS主要外围电路如图3所示。

　　在MOS管的类型大致可分为类，分别为NMOS和PMOS,在本设计中考虑到磁通不平衡状态，需要MOS管的开关速度更快，使用NMOS进行升压，考虑电流电压安全余量，选择使用NCEP02T10功率NMOS。NMOS外围电路主要有3个电阻组成，分别为图3中的驱动电阻R5、下拉电阻R6以及分流采样电阻R13[16]。

　　驱动电阻：信号传输时，PCB走线具有一定的线路阻抗，此线路阻抗会导致信号传输时产生振荡，需要在MOS管栅极加入等效电阻，使得信号传输时阻抗平衡，此电阻参数选择需根据PCB布局时走线的长度和线宽决定，综合考虑线长和线宽后取R5=10Ω。

　　下拉电阻：电阻主要作用是用于对MOS进行保护，首先当信号发送脚是高阻态时会造成MOS管的栅极的电平不准确导致MOS管误触，因此可通过使用下拉电阻的方式使M OS管栅极电平始终拉低，使得M OS不会出现误触发的情况；其次MOS管在关断时由于寄生电容的存在，在MOS管关断时其电压不能及时释放，会导致关断时间会出现延迟，需要通过下拉电阻将寄生电容上的电压及时释放，使M OS能够及时关断，有利于磁通平衡；由于MOS管是驱动型元器件，栅极本身具有结电容存在，因此会有静电电荷的累计，当静电电荷积累较大时，会造成栅极的击穿，也需要通过下拉电阻的方式进行释放。下拉电阻的取值一般在10 kΩ左右，本文选取下拉电阻的R6=20 kΩ。

　　分流采样电阻：分流采样电阻主要的作用是用于电流检测，主要使用过其进行电流分流，通过漏电流采集模块进行电流，其一般使用康铜丝或者合金电阻，特点是电阻温度系数较低，熔点更高不容易熔断，更适合进行检流，本文R13使用的是合金电阻进行检流，其电阻值为1.5 mΩ。

　　1.3变压器相关参数设计

　　变压器是推挽式升压电路的关键元器件，其是实现48~400 V的关键，工作原理是通过电磁感应，通过变化的磁场在磁心产生电动势，从而在绕组中产生电流，以此实现升压。

　　(1)磁心参数

　　在逆变器升压中磁心选择至关重要，现有的磁心就算方式大致有两种，分别是Kg法和Ap法，使用Ap法进行磁心选型，A p法设计时根据负载功率要求、变压器工作频率以及基本电磁参数进行设计的一种方法，A p实际是Ae（磁心有效截面积）和Aw（磁心窗口面积）的乘积[17]。在进行Ap计算时其公式如下：

　　式中：PT为变压器工作时的视在功率；B w为变压器工作时磁心的磁通密度；fs为变压器工作时开关管的开关频率；Ku为方波系数；Kc为变压器窗口填充系数；J为电流密度。

　　在进行磁心选型时一般需先计算其Ap值，在计算Ap时，首先需计算出变压器视在功率，视在功率计算公式如下：

　　式中：P0为逆变器额定工作功率；η为电能转化的效率。

　　根据数据可知P0=2 000 W,fs=20 kHz,磁通密度B w取决于磁性材料本身，为了防止磁通不平衡引起变压器工作异常，一般磁通密度取磁饱和密度的1/3,本文选用锰锌铁氧体为变压器磁心材料，取磁通密度为0.16T,Ku方波系数选取典型值4,Kc窗口填充系数根据经验值取值为0.4,J电流密度取决于使用的导线材料，一般取值范围在3~8 A/mm2,使用纯铜导线进行变压器绕制，选取电流密度为7A/mm2,η=0.94。

　　首先更具式(6)计算出视在功率约为5009 W,再将视在功率代入到式(5)中计算出Ap的值：A=A·A=139 760 mm4工程e实设计中考虑1.5倍的安全余量，选择EE65B磁心为变压器升压磁心，其Ae=525 mm2,A w=563.5 mm2,A p=295 837.5 mm4,符合设计要求。

　　(2)初级、次级线圈匝数

　　磁心选定之后需要对变压器初级和次级绕组线圈匝数和绕组线径进行计算，推挽式升压变压器其初级和次级线圈匝数之比等于初级输入电压与次级输出电压之比，n=8.3。

　　根据电磁感应定律可得[18]:

　　式中：ΔB为在T0时间内磁通量变化；U in为输出电压48 V;N0为初级线圈的匝数；T0为输入电压加载在线圈的时间本设计考虑磁心在周期变化之内的磁回复时间，开关管导通时占空比设置为47%,在T0单位时间内的磁通量变化为2倍Bw,即ΔB=0.32 T,通过式(7)可得：

　　N0=2.24

　　在变压器设计中初级匝数一般是整数方便变压器绕制，初级线圈匝数取3,进行次级线圈匝数计算，次级线圈匝数根据升压比可直接计算得出：

　　N1=N0·n=24.9

　　N1表示次级线
圈匝数，由于在进行升压比计算时进行了向下取舍，因此，次级线圈匝数取值需比计算值偏大，同时考虑升压时导线等损耗因数，次级线圈匝数取值为28。

　　(3)初级、次级线圈线径

　　线圈匝数确定之后，根据变压器的初级和次级输入电流进行绕组导体线径计算，进行绕组线径计算时，计算输入输出的额定最大电流，初级侧的额定最大额定电流和次级侧最大额定电流分别为：

　　式中：Imax1为初级侧最大额定电流；Imax2为次级侧最大额定电流；Uout为次级侧输出额定电压，400 V。

　　带入额定功率2000 W,计算出Imax1=46.7 A,Imax2=5 A,为防止次级端，整流造成的电流反冲，次级绕组需留1.5倍的安全余量。线径通过额定最大电流和J电流密度来计算：

　　为初级绕组导体线径，S2为次级绕组导体线径，因此可以选用0.2 mm×0.35 mm的铜带为初级绕组导体，选用直径为1.2的铜线为次级绕组导体。

　　(4)变压器绕制

　　进行变压器绕制时，通常需要留有气隙，气隙是指使变压器磁心中间不完全闭合，使用高温纸或者其他的非磁导材料进行隔开，还可通过将中心磁柱打磨以此实现开气隙的目标[19-20]。变压器中开气隙的目的是改变磁心磁性材料的磁滞曲线，其磁滞回线如图4所示。变压器绕制留有气隙时，其磁感应强度B不变，磁场强度H随着气隙的增大而增大，使磁心的磁饱和强度增加，能够避免由磁饱和引起的变压器短路。

　　1.4整流桥设计

　　整流桥是用来实现对变压器升压输出电压电流的修整，变压器升压而来的电压纹波较多和稳定性较差，需通过整流电路来提升电能质量，其电路拓扑结构如图5所示。使用全桥整流的方式，全桥整流由4个功率二极管组成，通过电解电容进行滤波整流桥设计中最主要需要考虑整流管的相关电气参数是否满足功率转化要求，全桥整流相比其他整流方式而言通过交替导通的方式进行完全整流，实现变压器输出能量的最大利用，之后由电解电容进行纹波吸收等，输出的电能质量更高，使用全桥整流的方式进行逆变器升压整流最为合适[21-22]。

　　2 3525驱动板非隔离电压采集设计

　　逆变器升压过程中需通过电压反馈环来实现输出电压恒定，变压器的输入端和输出端的电压不相等，相差较大，直接采集400 V电压进行反馈调节，大电压差会造成系统整体稳定性变差，常用方式是通过电压隔离方式实现高低压隔离，成本高。本文基于3525驱动板设计了一种非隔离型的升压方式，其主要电路如图6所示。

　　3525驱动板产生PWM波，实现对升压MOS管的驱动，并进行电压反馈。图中R21、R25以及C7实现对3525驱动板输出PWM振荡频率控制，3525驱动板工作频率由以下公式计算[23]:

　　其中，CT(C7)范围为0.001~0.1μF,R T(R25)的范围为2~150 kΩ,R D(R21)的范围为0~500Ω,本次升压的主频率为20 kHz,计算可得出C7=10 nF,R25=3.7 kΩ,R D=20Ω时，计算的输出振荡频率为40 kHz左右，3525驱动板输出PWM频率为振荡频率的一般，上诉计算参数符合设计要求。

　　非隔离反馈电压采集，DC400不能直接接入3525驱动板，先降压处理达到3525驱动板正常工作电压范围，与隔离电压反馈调节相同，通过电阻降压使电压降低到安全范围之内，在进行电阻选型时需注意电阻耐压范围，通过多电阻串联的方式以保证电路的安全性，其电路结构如图7所示。

　　整个非隔离电压反馈环，通过电阻电容分压稳压来实现，由电阻R14、R15、R16、R17、R27、R28以及R29进行分压采样，其中R27为可调电位器，由于电阻在实际生产中有精度范围，在进行反馈调解时需通过电位器进行微调达到目标反馈电压。电压采样点在电阻R17和R27之间，分别将采样电压输入3525驱动板的1引脚和9引脚，连接着内部的运放比较器，进行电压的反馈比较，实现电压稳定。3525驱动板的2引脚连接的是运放比较器的正极，本电路的2引脚直接接入3525驱动板的内部参考电压Vref=5.1 V,因此电压采集点的电压在高于5.1 V时，运放比较器输出电压降低，3525驱动板的输出PWM波的占空比减小以此实现电压反馈调节的作用，反之增大。通过电阻分压结合电位器微调的方式，实现采集点电压的稳定，进而实现电压反馈调节。

　　3实验结果与分析

　　实验通过PCB制板进行实物测试，实物如图8所示。实验测试平台由两台电源、3525驱动板驱动板和推挽式升压主电路组成，通过万用表测量输出结果。辅助电源用于为3525驱动板驱动小板供电、主电源用于主电路供电。

　　通过示波器取3525驱动板引脚5、6波形，观察3525驱动板的振荡频率结果如图9所示。图中可见3525驱动板的振荡频率为58.79 kHz,此振荡频率将影响3525驱动板的11和14引脚的PWM输出频率，原理是通过此三角波与一定的电压进行比较进行方波的输出。因此改变3525驱动板的PWM输出波形可通过调节比较电压来实现，以此来达到电压调节的目的。原理是此三角波与输出1、2以及9脚共同作用，通过将目标电压进行降压处理再与2脚的输出电压进行比较以此实现比较电压的反馈调节，并随着反馈电压的变化，输出PWM的占空比发生变化，以此实现当外部负载增加时增加系统整体的带能力。

　　通过示波器对11和14脚的输出PWM波形进行观测，其结果如图10所示。从图中可见PWM波形的频率为28.67 kHz,此频率为3525驱动板振荡频率的一半，此频率才是变压器升压工作主频率，此工作频率与设计的20 kHz不一致，这是考虑电阻电容实际选型情况导致，并且升压主频率越高变压器工作的额定功率也将越大，更加有利于变压器磁心的安全。从图中不难看出3525驱动板的输出PWM波形两者间留有死区，此死区是为了保证升压M OS管的上下两管不同时导通设置。

　　最后进行长时间的稳定性测试，测试结果如图11所示。通过万用表测得升压稳定电压为407 V,达到了预期设计目标，并对此系统进行30 min的长时间供电测试，电压未出现波动，证明电路的稳定性与可靠性。

　　4结束语

　　本文使用3525驱动板做推挽式变压器的非隔离升压主控，通过对推挽式电路和非隔离电路的各项参数进行计算，发现尖峰吸收电路中电阻确定时电容越大吸收效果越好；MOS管外围电路设计需考虑信号阻抗平衡；变压器的磁心绕组等参数根据变压器初始参数确认；整流桥在大功率输出时使用全桥整流最为合适；非隔离设计通过电阻电容配合实现反馈电压采集，再结合实际PCB

　　电路设计实现DC48V~DC400V的升压。通过电阻电容结合3525驱动板实现非隔离电压反馈调节，变压器输出电压稳定在400 V左右，设计方案具备可行性，通过对实物进行30 min的测试实验，进一步验证了此方式的可靠性与稳定性。

　　参考文献：

　　[1]Meshael H,Elkhateb A,Best R.Topologies and Design Characteristics of Isolated High Step-Up DC-DC Converters for Photovoltaic Systems[J].Electronics,2023,12(18):3913.

　　[2]Way R,Ives M C,Mealy P,et al.Empirically grounded technology forecasts and the energy transition[J].Joule,2022,6(9):2057-2082.

　　[3]廖国虎，邱国跃，袁旭峰．电力电子变压器研究综述[J].电测与仪表，2014,51(16):5-10.

　　[4]周庆．电子变压器的行业应用和前景发展分析[J].电子技术与软件工程，2014(20):124.

　　[5]Gorji S A,Sahebi H G,Ektesabi M,et al.Topologies and control schemes of bidirectional DC-DC power converters:An overview[J].IEEE Access,2019,7:117997-118019.

　　[6]杨文良，刘卓，窦冰杰，等．大型变压器空载和负载现场试验无功功率自补偿式电源的应用[J].内蒙古电力技术，2022,40(1):63-66.

　　[7]Huang J,Zhang X,Zhao B.Simplified resonant parameter design of the asymmetrical CLLC-type DC transformer in the renewable energy system via semi-artificial intelligent optimal scheme[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2019,35(2):1548-1562.

　　[8]Cornea O,Andreescu G D,Muntean N,et al.Bidirectional power flow control in a DC microgrid through a switched-capacitor cell hybrid DC-DC converter[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2016,64(4):3012-3022.

　　[9]梁得亮，柳轶彬，寇鹏，等．智能配电变压器发展趋势分析[J].电力系统自动化，2020,44(7):1-14.

　　[10]Mohebbifar M,Panahazari M,Mirzapour O.Improved Dual-Output Step-Down Soft-Switching Current-Fed Push-Pull DC-DC Converter[J].arXiv preprint arXiv:2310.15434,2023.

　　[11]Mirzapour O,Rui X,Sahraei-Ardakani M.Transmission impedance control impacts on carbon emissions and renewable energy curtailment[J].Energy,2023,278:127741.

　　[12]高硕．高频隔离型混合配电变压器拓扑及控制策略研究[D].吉林：东北电力大学，2023.

　　[13]施洪亮，罗德伟，王佳佳，等.SiC-MOSFET开关模块RC缓冲吸收电路的参数优化设计[J].大功率变流技术，2021(2):61-66.

　　[14]Chen Z,Rice J,Shao J,et al.Optimal dc-link RC snubber design for SiC MOSFET applications[C]//2019 IEEE EnergyConversion Congress and Exposition(ECCE).IEEE,2019:1974-1980.

　　[15]文春明，凌宏善，黄天星，等．基于RC滤波融合二次方运算的BoostPFC变换器研究[J].现代电子技术，2023,46(11):165-170.

　　[16]杜茂鑫．一种N型MOS管控制充电器正极输出开关：CN201821880007.7[P].CN209030100U[2023-11-15].

　　[17]张晓曦，张鹏飞，张笑天．双变压器构架的大功率推挽DC/DC变换器[J].电气应用，2020,39(8):83-88.

　　[18]Bu Z,Wang J,Li X,et al.Parameters influences analysis and optimization design method for synchronous transformer of switched-capacitor MMC-SST[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2022,38(3):3298-3314.

　　[19]Prasanna,Udupi R,Rathore,et al.Analysis Design and Experimental Results of a Novel Soft-Switching Snubberless Current-Fed Half-Bridge Front-End Converter-Based PV Inverter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2017,28(7):3219-3230.

　　[20]严小东．高增益隔离型双向DC-DC变换器及控制策略研究[D].重庆：重庆大学，2017:11-20.

　　[21]孙城皓，孙秋野，王睿，等．基于拓展型双曲正切函数的全桥LLC变换器大信号建模方法[J].电工技术学报，2023,38(1):234-245.

　　[22]黄智聪，邹博维，黄振威．基于开关可控电容和半控整流桥的功率源型感应式耦合电能传输系统[J].电工技术学报，2022,37(24):6272-6283.

　　[23]王天凤．基于SG3525驱动板的推挽式逆变电路设计与实现[J].仪表技术，2020(6):4-6.